Lampy 6SN7 i ECC99 w stopniu sterującym wzmacniacza

Znana jest opinia, że lampy najlepiej pracują z mocą bliską mocy maksymalnej, jednak takie ustawienie parametrów skraca ich żywotność. Informacje o związku tych zależności nie są na ogół podawane w kartach katalogowych lamp. Pewnemu zorientowaniu się mogą posłużyć dane rosyjskiej lampy mocy 6S33S (6C33C), notabene stabilizacyjnej, gdzie dla mocy maksymalnej P_maks.=60 W żywotność jest oceniana na ok. 750 godzin, natomiast przy jej ograniczeniu do 45 W żywotność wzrasta do 3000 godzin, a więc około 4-krotnie. W opisach omawianych przykładów wprowadzono współczynnik wykorzystania mocy „n_P”, który wyraża proporcję mocy pracy lampy w aplikacji do jej mocy maksymalnej dopuszczalnej przez producenta. Przyjęto też, że mając na uwadze otrzymanie sygnału o możliwie jak najlepszym brzmieniu, współczynnik wykorzystania mocy n_P powinien zawierać się w zakresie 0,6…0,75.

W tabeli 1 wyszczególniono wybrane parametry opisywanych lamp.

Podstawowy układ pracy „wspólna katoda” 

Lampy 6SN7 i 6N8S
Parametry spoczynkowego punktu pracy dla typowej charakterystyki są następujące: Ua=250 V, Ia=9 mA, Us=–8 V. Nie jest to szczęśliwy wybór, ponieważ przy dopuszczalnym napięciu pracy 330 V dla lampy 6N8S i braku informacji o dopuszczalnym napięciu dla lampy nieobciążonej, a sytuacja taka ma miejsce przy włączeniu zasilania, zanim lampa się rozgrzeje i parametry pracy się ustabilizują, należy przyjąć, że jest to również napięcie dla lampy nieobciążonej. W bilansie trzeba też uwzględnić spadek napięcia na filtrze tętnień zasilacza anodowego około 50 V, gdy spadek napięcia na rezystorze anodowym Ra mógłby wynieść nie więcej niż 330 V-250 V-50 V=30 V, a wtedy jego wartość mogłaby wynieść co najwyżej R=30 V/9 mA=3,33 kV, więc taka aplikacja traci sens. Nieco lepiej wypada tutaj lampa 6SN7 JJ, w której przy napięciu dopuszczalnym 450 V spadek napięcia na rezystorze Ra może wynieść 150 V, a jego wartość wyniesie wtedy 16,7 kV. Jednak i w tym wypadku należy się liczyć z dużymi zniekształceniami liniowymi. Zmiana punktu pracy lampy z Ua=250 V, Ia=9 mA, Us=–8 V przy zachowaniu tej samej mocy 2,25 W na spoczynkowy punkt pracy: Ua=200 V, Ia=11,25 mA, Us=–4,8 V polepszy warunki pracy lampy. Na rysunkach 1a i 1b pokazano charakterystykę i aplikację dla nowego punktu pracy z tym, że z uwagi na dużą oporność wewnętrzną Ri w celu jej zmniejszenia, obie triody lampy połączono równolegle. W nowych warunkach pracy zmieni się też oporność wewnętrzna Ri, która będzie teraz mniejsza oraz nieco wzrośnie współczynnik amplifikacji µ, chociaż z wykresu to nie wynika, ale jest oczywiste, bo po przesunięciu punktu pracy z 250 V na 200 V wchodzimy w obszar, gdzie jednostkowym przyrostom napięcia siatkowego odpowiadają większe przyrosty napięć anodowych.

Współczynnik wzmocnienia „ku” można wyznaczyć z wykresu, dzieląc wartość amplitudy napięcia międzyszczytowego Vpp=145 V przez wartość bezwzględną amplitudy napięcia siatkowego –9,6 V, czyli ku=145/9,6=15,1, ale można też obliczyć analitycznie ze wzoru: ku=mi/(1+Ri/Ro), gdzie Ro=Ra×Rs/Ra+Rs. Dla omawianego wypadku Ro=9,1×220/9,1+220=8,7 kOhm, ku=20/(1+2,8/8,7)=15,2.

Lampa, jak pokazano na rysunku 1B, wymaga wysokiego napięcia zasilającego, co pociąga za sobą konieczność zaprojektowania rozbudowanego zasilacza i zabezpieczenia lampy przed wystąpieniem na jej elektrodach napięcia przewyższającego dopuszczalne 450 V. Napięcie doprowadzone na wejście zasilacza 460 V jest napięciem pracy pod obciążeniem, a 484 V to napięcie bez obciążenia. Obliczono je na przykładzie transformatora rzeczywistego na robocze napięcie niższe, bo 400 V DC, a w wyniku przeliczenia przekładni zwojowej otrzymano napięcie biegu jałowego 420 V, czyli wyższe o 5,1%. Należy mieć też na uwadze, że napięcie mogące się występować na wejściu zasilacza może przewyższać podane 484 V DC z powodu wahań napięcia zasilającego sieci elektroenergetycznej, które może być wyższe od nominalnego 230 V, jeżeli mieszkamy blisko stacji transformatorowej, jak też w okresie pozaszczytowym, na przykład w porze nocnej. Przy zbiegu tych okoliczności napięcie DC może przekroczyć 500 V! Kondensatory elektrolityczne na napięcie robocze 500 V są co prawda oferowane w katalogach producentów, natomiast w handlu dostępne są przeważnie te o napięciu nieprzekraczającym 450 V.

Istnieje kilka sposobów na obniżenie napięcia zasilającego bez pogarszania walorów dźwiękowych lampy, tj. przy utrzymaniu mocy pracy na poziomie co najmniej 4,5 W.

Większość lamp końcowych wymaga do pełnego wysterowania napięcia międzyszczytowego Vpp o wartości około 120 V. Na przykład lampa 300B lub tak zwany „diabełek” 6S33S, chociaż w wypadku tej lampy zazwyczaj jest wykorzystywane napięcie sterujące z zakresu 70…72 V (Vpp=140…144 V) przy transformatorze głośnikowym 600 V, ale nic nie stoi na przeszkodzie, aby bez zmniejszania mocy zaprojektować stopień końcowy dla napięcia siatkowego Us=–60 V, zwiększając prąd Ia i odpowiednio zmniejszając napięcie Ua. Możliwości te zostały opisane w grudniowym wydaniu „Elektroniki Praktycznej” w artykule „Stopień mocy wzmacniacza lampowego SE 6C33C”.

Zmniejszając napięcie Ua o około 7…8 V, czyli z 200 V do wartości około 192…193 V i zwiększając prąd Ia do wartości 23,3…23,4 mA, utrzymamy ten sam poziom oddawanej mocy, to jest 4,5 W, a po dobraniu nowego rezystora anodowego Ra spadek napięcia zmniejszy się też o 7…8 V, czyli łącznie obniżymy napięcie o około 15 V.

Jeżeli zastosujemy rozwiązanie opóźniające włączenie napięcia anodowego, to uchronimy układ przed wzrostem napięcia do 484 V. Obniżymy w ten sposób napięcie pracy kondensatorów o około 24 V (484…460 V), ale jeśli przepalą się włókna żarzenia lampy lub lampa zostanie wyjęta przy pracującym wzmacniaczu, to mimo wszystko napięcie wzrośnie i może uszkodzić kondensatory. Stosując w miejscu typowego filtra CRC o spadku napięcia ok. 50 V filtr CRC o zmniejszonej rezystancji „R”, ale uzupełniony układem aktywnym na tranzystorze MOSFET, możemy zmniejszyć napięcie robocze kondensatorów o kolejne 20…25 V. Możemy też w miejsce rezystora anodowego Ra włączyć jako obciążenie aktywne (SRPP) lampę o małym napięciu roboczym Ua, a dużym dopuszczalnym napięciu pracy „katoda-żarzenie”. Tutaj sprawdzi się lampa ECC99. Układ SRPP linearyzuje charakterystykę wyjściową stopnia wzmacniającego – będzie on przedstawiony po omówieniu aplikacji lampy ECC99 w konfiguracji WK.

Lampa ECC99
Punkt pracy dla charakterystyki typowej tej lampy ma następujące parametry: Ua=150 V, Ia=18 mA, Us=–4,0 V. Moc P=150 V×0,018 A=2,7 W i przy mocy maksymalnej P_max=5,0 W współczynnik n_P=0,54 ma stosunkowo niedużą wartość. Charakterystyka opisana dalej została przystosowana do współpracy w konfiguracji kaskadowej z lampą 6SN7, stąd natężenie prądu Ia=22,5 mA. Moc zwiększono do 3,6 W, a współczynnik wzrósł do wartości n_P=0,72.

Na wykresie rodziny charakterystyk anodowo-siatkowych wyznaczono wykreślnie także współczynnik amplifikacji µ. W nowym punkcie pracy wyniósł 23,25, ale dokonano sprawdzenia w punkcie pracy charakterystyki typowej i wyniósł też 23,25, więc przyjęto wartość katalogową 22. Jak można zauważyć na rysunku 2b, napięcie zasilania jest znacznie niższe od tego wymaganego dla lampy 6SN7, a nawet są jeszcze pewne rezerwy, bo dla przyjętego klasycznego filtra CRC spadek napięcia wynosi 67 V, więc jest większy od założonych 50 V, a napięcie anodowe Ra też wzrosło z 150 V do 160 V. Wzmocnienie stopnia wyznaczone z wykresu wynosi Vpp_WY/Vpp_WE=139/8=17,4. Wyznaczone analitycznie rezystancje Ra=7,5 kOhm, Rs=220 kOhm, więc Ro= RaIIRs=7,25 kOhm,

Obciążenie aktywne (SRPP)

Aplikację tę można polecić zwolennikom „dźwięku” lampy 6SN7. Wybrano duże napięcie pracy stopnia wynoszące aż 395 V, przy spadku napięcia na aktywnym filtrze CRC wynoszącym 25 V da napięcia na wejściu zasilacza 420 V. Mała wartość rezystancji „R” 680 V może niekorzystnie wpłynąć na pasmo przenoszenia wzmacniacza w zakresie częstotliwości najniższych. Lepszym rozwiązaniem będzie zaprojektowanie zasilacza na napięcie wyższe, jak pokazano na rysunku 3b.

Wcześniejsze porównania wyników otrzymywanych metodą graficzną wykazały, że są one nieco lepsze od otrzymanych metodą analityczną. Dotyczyło to szczególnie współczynnika amplifikacji „m” i wzmocnienia „ku”. Celowe więc będzie przeprowadzenie obliczeń obydwoma metodami przed ich końcową interpretacją. Do wzoru na obliczenie współczynnika wzmocnienia w miejsce pasywnej rezystancji anodowej Ra wprowadzimy oporność dynamiczną, która dla układu SRPP wyrażona będzie wzorem R_dyn=R_k2•(1+m_L2)+Ri_L2.

Dla lampy L2 dane wynoszą R_k2=180 V, m_L2=22, Ri_L2=2,2 kOhm. Oporność dynamiczna wyniesie R_dyn=0,18•(1+22)+2,2=6,34 kOhm, oporność obciążenia Ro=Rdyn×Rs/Rdyn+Rs=6,34×220/6,34+220=6,16 kOhm, wzmocnienie ku= -22/(1+2,2/7,25)= -16,9. Odczytane z wykresu wzmocnienie przy braku lokalnego sprzężenia zwrotnego wynosi: Vpp_WY/Vpp_WE= 157/12=13,1, więc rozbieżność pomiędzy metodami nie jest znacząca.

Układ zaprojektowano z częściowym lokalnym sprzężeniem zwrotnym na podzielonym rezystorze katodowym a współczynnik wzmocnienia został wyznaczony wykreślnie i wynosi 10,5.

Rezystor katodowy Rk1 składa się z aż 4 oporników. Został tak zaprojektowany, bo dokonując pomiaru spadków napięć, możemy wyliczyć, w jakim stopniu jest obciążona każda z triod. Moc dopuszczalna lampy wynosi 5,0 W dla każdej triody, natomiast przy ich połączeniu równoległym moc maksymalną obniżono z 10 W do 7,5 W z uwagi na możliwą rozbieżność parametrów. Teoretycznie może się zdarzyć, że jedna z triod będzie pracowała z mocą 5,0 W a druga z mocą 2,5 W. Informacja wynikająca z pomiaru napięcia pozwoli na przeciwdziałanie możliwym konsekwencjom, np. skróceniu żywotności lampy.

Rozdzielenie rezystorów na osobne dla każdej z triod ogranicza też przepływ prądów wyrównawczych pomiędzy triodami, choć w tym przykładzie oddziaływanie to będzie niewielkie, bo rezystancja zastępcza dwóch 200-omowych oporników wynosi 100 V, a ta odniesiona do oporności wewnętrznej lampy 3,1 kV daje zaledwie ok. 3-procentowy wpływ na ograniczenie przepływu prądów wyrównawczych. Rozdzielenie dolnych rezystorów 330 V poprawi tę sytuację.

Na rysunku 3B zostało też zaproponowane „podbicie” napięcia na włóknie żarzenia lampy mniej więcej symetryczne z pozostawieniem ok. 50 V zapasu dla każdej z polaryzacji katod duotriody.

Spadek napięcia na lampie L2 wynosi 164 V, co przy prądzie 0,0225 A daje moc wydzieloną w postaci ciepła 3,7 W. Lampę tę można zastąpić równoważnym rezystorem 7,29 kOhm (najbliższe wartości zgodne z typoszeregiem E24 to 6,8 kOhm i 7,5 kOhm). Oporność dynamiczna lampy górnej wynosi 6,16 kOhm, jeżeli więc zdecydujemy się w oparciu o tę aplikację zbudować stopień w układzie WK, to dla rezystora np. 6,8 kOhm, wykreślając „na papierze” charakterystykę, otrzymamy liniowość nieco lepszą i będziemy mogli też obniżyć napięcie zasilania o ok. 14…15 V, jednak zastosowanie lampy zmniejsza oporność wyjściową układu i „wyprowadza” z obudowy wzmacniacza moc cieplną ok. 7,5 W dla obu kanałów. Jeżeli więc zależy nam, aby w naszym wzmacniaczu znalazła się 6SN7, to możemy zapewnić jej dobre samopoczucie towarzystwem ECC99.

Stopień sterujący w układzie Mi-wtórnika

W układzie pracy Mi-wtórnika charakterystyka obciążenia przebiega bardziej płasko niż omówionych wyżej przykładach, przez co napięcie siatkowe może być niższe i będzie trzeba zwiększyć prąd anodowy, aby utrzymać moc pracy na założonym poziomie.

Moc oddawana podczas pracy lampy dla charakterystyki typowej jest dość mała, o czym wspomniano wcześniej i wynosi 2,7 W. Dla omawianej aplikacji przyjęto jej zwiększenie do 3,0 W, więc zwiększy się współczynnik mocy i wyniesie n_P=0,6. Przesuwając charakterystykę pracy w stronę wyższego napięcia siatkowego (w lewo), uzyskamy nieco większy współczynnik amplifikacji m. Wyznaczony graficznie wyniósł 23,7, ale dla sprawdzenia został też wyznaczony współczynnik dla charakterystyki typowej i jego wartość wyniosła 22,9. W karcie katalogowej wynosi on 22, więc bliższą prawdzie jego wartość trzymamy, mnożąc wielkość katalogową przez współczynnik wynikający z ilorazu otrzymanych wykreślnie wartości w nowym punkcie pracy przez ten dla charakterystyki typowej: ku=23,7/22,9×22=22,8.

Do wyznaczenia współczynnika wzmocnienia stopnia „ku” podany wcześniej wzór na oporność dynamiczną układu SRPP, po uwzględnieniu rezystancji anodowej „Ra”, nieco się zmieni i przyjmie postać: R_dyn=(R_k2+Ra)•(1+m_L2)+Ri_L2. Dla omawianego układu: R_dyn=(0,13+3,3)•(1+22,8)+2,3=83,9 kOhm. Oporność obciążenia Ro = R_dynIIRs=60,7 kOhm, współczynnik wzmocnienia ku=miL1/(1+RiL1/Ro)=22,8/(1+2,3/83,9)=22,2.   Czułość wejściowa przy wymaganej do pełnego wysterowania stopnia końcowego amplitudzie Vpp=120 V wyniesie:

Vpp_WE=120 V/22,2=5,4 V, czyli 5,4/2×pierwiastek(2)=1,91 Vrms, co wystarczy do wysterowania wzmacniacza sygnałem z odtwarzacza CD bezpośrednio z poziomu stopnia sterującego.

Na koniec

Podane przykłady nie wyczerpują możliwości zastosowania innych rozwiązań czy kombinacji połączenia ze sobą lamp 6SN7 i ECC99, a przedstawione zostały jako jedne z ciekawszych. Będą one przedstawione w przewidzianych do prezentacji modelowych wzmacniaczach na lampie końcowej 6S33S, popularnym „diabełku”, z czego pierwszy przygotowywany jest do publikacji na łamach „Elektroniki dla Wszystkich” i będzie wykonany w oparciu o aplikację w konfiguracji Mi-wtórnika, a drugi bardziej audiofilski, na łamach „Elektroniki Praktycznej” ze stopniem sterującym w konfiguracji SRPP i stopniem końcowym o podwyższonej mocy przy pracy na dwóch włóknach żarzenia.

Zbigniew Dybał

Bibliografia:

  - „Lampy elektronowe w aplikacjach audio”, Aleksander Zawada, Wydawnictwo BTC, Warszawa 2004.
  - „Akrobatyka układów lampowych”, Jerzy Grnaderjan, „Elektronika Praktyczna” 1/2012.
  - „Redukcja zakłóceń w lampowych wzmacniaczach m.cz. (1)”, Jerzy Grnaderjan, „Elektronika Praktyczna” 5/2010.