Systemy dla Internetu Rzeczy (63). Szumy zasilania w układach IoT

Składowa zmienna (AC) napięcia wyjściowego regulatora przełączającego składa się ze stosunkowo niskich częstotliwości, zgodnych z częstotliwością zegara regulatora przełączania, zwykle od 100 kHz do 3 MHz oraz impulsowych „szpilek” o bardzo wysokiej częstotliwości związanych z czasami przełączania kluczy zasilania. Impulsowe dostarczanie energii przez regulator przełączający powoduje tętnienia. Kondensatory filtrujące wygładzają napięcie wyjściowe, ale nie do końca. Impulsy, które często mają zawartość harmoniczną zbliżoną do 100 MHz, wynikają z wysokoenergetycznych, szybko przełączających się elementów mocy w regulatorze przełączającym. Kondensator filtrujący ma na celu zmniejszenie tych skoków, ale w praktyce nie może ich całkowicie wyeliminować.
Chociaż regulatory przełączające generują tętnienia i szum przełączania, szumy można stłumić, podłączając do ich wyjścia regulator liniowy (LDO) z dużym współczynnikiem tłumienia wpływu zasilania PSRR (Power Supply Rejection Ratio). Jednak PSRR zmniejsza się przy wysokich częstotliwościach ze względu na ograniczoną charakterystykę częstotliwościową regulatorów liniowych. Szerokopasmowe szpilki przechodzą bezpośrednio przez regulator. Wyjściowy kondensator filtrujący, przeznaczony do pochłaniania impulsów, ma również ograniczenia dotyczące wysokich częstotliwości. Niedoskonała odpowiedź kondensatorów regulatora i filtra jest spowodowana pojemnościami pasożytniczymi [1]. Regulator też zawiera ścieżki pasożytnicze wysokiej częstotliwości, głównie pojemnościowe.

Kondensatory filtra wejściowego i wyjściowego zawierają pasożytniczą indukcyjność i rezystancję, pogarszając ich skuteczność wraz ze wzrostem częstotliwości.

Aby zwiększyć PSRR w rejonie wysokich częstotliwości można podłączyć filtr dolnoprzepustowy (LPF) do wyjścia regulatora przełączającego, aby stłumić wysokie częstotliwości. Chociaż nadal pozostają szumy niskiej częstotliwości, to można je stłumić za pomocą regulatora liniowego (rysunek 1). Zastosowanie filtra LC (L=47 μH, C=10 μF) o częstotliwości granicznej Fc=1/(2π√LC)=7,35 kHz wprowadza tłumienie –23 dB w pobliżu 30 kHz i –70 dB w pobliżu 500 kHz. Jednak dodatkowo nastąpi spadek napięcia DC zgodnie z wartością rezystancji cewki i prądu obciążenia.

Rysunek 1. Tłumienie szumów przez dodatkowy filtr LPF [2]

Typowo jako element indukcyjny stosowane są koraliki ferrytowe (FB – Ferrite Bead) o różnej charakterystyce częstotliwościowej tłumienia i różnej rezystancji DC. Poprawę można również uzyskać poprzez równoległe zastosowanie kilku kondensatorów o różnej pojemności [3]. Duże znaczenie ma impedancja (ESL) zastosowanych kondensatorów. Lepsze efekty tłumienia szumów wysokoczęstotliwościowych uzyskuje się przy zastosowaniu filtra typu PI składającego się z kondensatora wejściowego, elementu indukcyjnego i kondensatora wyjściowego [3]. Pomocne może być umieszczenie miedzianego ekranu pod filtrem (rysunek 2a). Gdy wszystko inne zawiedzie, można dodać warstwy miedzi na górze i na dole płytki drukowanej oraz dwa pionowe ekrany miedziane po obu stronach filtra (rysunek 2b) [4].

Rysunek 2. Ekranowanie filtra warstwą miedzi: a) pod elementami, b) po bokach cewki [4]

Bardzo dobrym sposobem na filtrowanie szumów zasilania jest zastosowanie filtra blokowego typu EMIFIL serii BNX firmy Murata [5]. Filtry mają rozdzieloną masę wejściową i wyjściową (rysunek 3), dlatego dobrze tłumią szumy.

Rysunek 3. Budowa filtrów typu EMIFIL serii BNX firmy Murata [5]

Filtry tej serii charakteryzują się dużym prądem pracy (15...20 A), szerokim zakresem napięć pracy (6,3...100 V). Wyróżnia się filtr BNX029 o rozmiarach 12×9×3,5 mm oraz tłumieniu 35 dB (min.) w bardzo szerokim pasmie od 15 kHz do 1 GHz (rysunek 4) [5]. Bardzo dobrze tłumi też wyładowania elektrostatyczne.

Rysunek 4. Tłumienie filtru BNX029 firmy Murata [5]

LDO z ultrawysokim PSRR – LT3045

W tłumieniu szumów bardzo duże znaczenie ma konstrukcja układu scalonego regulatora LDO. Układ LT3045 firmy Analog Devices (dawniej Linear Technology) to wysokowydajny liniowy regulator LDO, charakteryzujący się architekturą o bardzo niskim poziomie szumów (2 nV/√Hz przy 10 kHz) i ultrawysokim PSRR (76 dB przy 1 MHz) [6]. Układ zaprojektowany jest jako precyzyjne źródło prądu, a następnie wysokowydajny bufor napięcia typu rail-to-rail (rysunek 5).

Rysunek 5. Uproszczony schemat płytki demonstracyjnej DC2491A z układem LT3045 [7]

Po pierwszym stopniu jest dołączany zewnętrzny kondensator 0,47...4,7 μF, co powoduje, że poprawiony jest PSRR i szum wyjściowy jest zależny tylko od stopnia końcowego. LT3045 jest przeznaczony do zasilania aplikacji wrażliwych na zakłócenia i łatwy w użyciu.

Są dostępne inne warianty tego układu: LT3042 – z prądem wyjściowym 200 mA, LT3045-1 – ze sterowaniem VIOC, LT3045-EP – ze specyfikacją wojskową i kosmiczną. Parametry układu LT3045 są imponujące: napięcie wejściowe 1,8...20 V, napięcie wyjściowe 0...15 V, prąd wyjściowy 500 mA. Współczynnik PSRR zależy od kilku parametrów. Jego typowe wartości są pokazane w tabeli 1, gdzie napięcie VIN–VOUT=2 V, COUT=10 μF, ILOAD=500 mA, CSET=0,47 μF.

Rysunek 6. Zależność współczynnika PSRR od częstotliwości dla układu LT3045 [6]

Na rysunku 6 pokazano zależność współczynnika PSRR od częstotliwości dla VIN=5 V i VOUT=3 V [6]. Dla tych samych parametrów, na rysunku 7 pokazano zależność współczynnika PSRR od prądu obciążenia.

Rysunek 7. Zależność współczynnika PSRR od prądu obciążenia dla układu LT3045 [6]

Na rysunku 8 widzimy zależność współczynnika PSRR od napięcia pomiędzy wejściem i wyjściem układu LT3045.

Rysunek 8. Zależność współczynnika PSRR od napięcia we-wy dla układu LT3045 [6]

Płytka uruchomieniowa z układem LT3045

Dostępna jest płytka demonstracyjna DC2491A z układem LT3045EDD [7]. Na płytce zostały zrealizowane wszystkie zalecenia konfiguracyjne dla uzyskania wysokiego PSRR. Dotyczą one także doboru typu kondensatorów i ich rozmiarów (rysunek 8). W przypadku zastosowań wykorzystujących LT3045 na wyjściu regulatorów przełączających, umieszczenie kondensatora bezpośrednio na wejściu LT3045 powoduje, że prąd AC (przy częstotliwości przełączania) przepływa w pobliżu LT3045. Bez zwracania szczególnej uwagi na układ ścieżek PCB ten prąd przełączania o stosunkowo wysokiej częstotliwości generuje pole elektromagnetyczne (EMF), które sprzęga się z wyjściem LT3045, degradując w ten sposób jego PSRR.

Chociaż w dużym stopniu zależy to od PCB, regulatora przełączającego i rozmiaru kondensatora wejściowego, to degradacja PSRR może z łatwością wynosić 30 dB przy 1 MHz. Ta degradacja występuje nawet wtedy, gdy LT3045 jest wylutowany z płyty, ponieważ skutecznie obniża PSRR samej płyty PCB. LT3045 o ultrawysokim PSRR w celu uzyskania pełnej wydajności oferowanej przez regulator wymaga szczególnej uwagi na sprzężenia pasożytnicze wyższego rzędu.

Rysunek 9. Warstwy płytki drukowanej: a) trzecia, b) dolna [7]

Płytka demonstracyjna LT3045 łagodzi tę degradację PSRR dzięki zastosowaniu specjalnej techniki układu ścieżek. Na warstwie 3 ścieżka wejściowa (VIN) jest podświetlona na czerwono (rysunek 9a), a ścieżka powrotna (GND) jest podświetlona na dolnej warstwie wraz z kondensatorem wejściowym C1 (rysunek 9b). Kiedy napięcie AC jest podawane na wejście płytki, prąd AC płynie tą ścieżką, generując w ten sposób EMF. Ten EMF łączy się z kondensatorem wyjściowym C2 i powiązanymi śladami, przez co PSRR wydaje się gorszy niż w rzeczywistości. Gdy ślad wejściowy znajduje się bezpośrednio nad ścieżką powrotną, pola elektromagnetyczne generowane są w przeciwnym kierunku i w konsekwencji oba pola znoszą się nawzajem. Upewnienie się, że te ślady dokładnie nakładają się na siebie, maksymalizuje efekt anulowania, a tym samym zapewnia maksymalny PSRR oferowany przez regulator.

Pasmo LT3045 jest dość wysokie (ok. 1 MHz), aby uzyskać ultrawysoki PSRR, co sprawia, że jest bardzo zbliżone do częstotliwości rezonansu własnej kondensatora wyjściowego (ok. 1,6 MHz). Dlatego bardzo ważne jest, aby unikać dodawania dodatkowej impedancji (ESL i ESR) poza pętlą sprzężenia zwrotnego. W tym celu należy zminimalizować wpływ ścieżek płytki drukowanej i indukcyjności lutowania, łącząc masę wyprowadzenia kondensatora wyjściowego C2 (1) dołączonego do wyprowadzenia wyjściowego OUTS bezpośrednio z zaciskami z masy kondensatora CSET (2) dołączonego do wyprowadzenia SET za pomocą techniki dzielonego kondensatora (rysunek 10). Pole (4) łączy się z wyjściem OUT, a pole (3) łączy się z wyprowadzeniem OUTS. Przy niewielkim prądzie AC, przepływającym przez te połączenia, wpływ indukcyjności połączenia lutowanego/ścieżki PCB na stabilność jest eliminowany. Chociaż LT3045 jest wystarczająco stabilny, aby nie oscylować, to jeśli nie jest przestrzegany zalecany układ, margines fazy/wzmocnienia i PSRR ulega degradacji.

Rysunek 10. Warstwa górna płytki drukowanej [7]

Napięcie wejściowe i wyjściowe jest doprowadzone na płytce drukowanej bezpośrednio do osobnych gniazdek BNC (zobacz zdjęcie tytułowe). Jest to bardzo istotne, ponieważ pomiary poziomu szumów są bardzo trudne i dołączenie przyrządu pomiarowego może w istotny sposób obniżyć PSRR układu.

Badania tłumienia szumów

Do badań została zastosowana płytka przetwornicy izolowanej ALT8302ISOPM1215 firmy Mpression z układem scalonym LT8302 firmy Analog Devices [8]. Płytka dostarcza dwa izolowane napięcia ok. 14,3 V (do 400 mA) z tętnieniami na wyjściu ok. 50 mVpp. Napięcie z jednego wyjścia zostało dołączone do wejścia filtra blokowego BNX026 i podane szeregowo na dwie płytki demonstracyjne DC2491A z układem LT3045EDD. Pierwsza płytka LDO1 miała przestawione napięcie wyjściowe na 12 V, a druga płytka LDO2 miała firmowo ustawione napięcie wyjściowe 3,3 V. Do wyjścia LDO2 został dołączony rezystor 200 Ω, co daje obciążenie 16,5 mA. Połączenia pomiędzy zasilaczem laboratoryjnym GPD-X303S firmy Gwinstek oraz modułami wykonane zostały skrętką.

Rysunek 11. Szumy zasilania, pomiar w trybie High Resolution

Pomiary szpilek zasilania są nadzwyczaj trudne. Istotne są kable zasilania, kable pomiarowe, rozłożenie modułów zasilania, powierzchnia pętli tworzonych przez kable, jakość połączenia mas i wiele innych czynników [1]. Do badań został zastosowany oscyloskop MSOX4104A firmy Keysight z pasmem 1 GHz w trybie High Resolution (rysunek 11) [9]. Sygnały do oscyloskopu zostały doprowadzone kablami koncentrycznymi CT4446-60 firmy Cal Test z pasmem 4 GHz. Zastosowano sprzężenie AC i pełne pasmo wejścia [9]. Celowo zostało zastosowane bardzo szerokie pasmo, aby przebiegi nie były zafałszowane. Sygnały zostały podłączone do 4 kanałów pomiarowych – CH1: wyjście przetwornicy DC/DC, CH2: wyjście filtra BNX026, CH3: wyjście LDO1, CH4 wyjście LDO2.

Badanie było wykonywane w bardzo zaszumionym otoczeniu. Wpływ tego szumu otoczenia jest szczególnie widoczny w kanale CH1. Po odłączeniu sygnału LDO szum z kabla i wejścia oscyloskopu był szumem białym o amplitudzie 1,4 mVpp (182 μVrms). Tak więc większość widocznego szumu białego nie pochodzi z badanego układu. Filtr blokowy obniżył amplitudę tętnień i szpilek z 39 mVpp do 13 mVpp i wygładził przebieg. Regulator LDO1 skutecznie usunął tętnienia, ale pozostały szpilki o niższej amplitudzie 3,8 mVpp. Dopiero następny regulator LDO2 skutecznie usunął szpilki.

Zastosowana konfiguracja podłączeń kabli pomiarowych powoduje zwarcie cewki L2 filtra BNX026 (rysunek 3). Usunięcie kabla dla kanału CH4 powoduje lekkie polepszenie tłumienia szpilek. Jednak usunięcie filtra BNX026 powoduje przenikanie szpilek na wyjście LDO2 z amplitudą ok. 2,5 mVpp.

Badany sygnał ma dosyć wysoką częstotliwość tętnień ok. 150 kHz. Z wykresu zależności współczynnika PSRR od częstotliwości (rysunek 6) dla niskiego prądu obciążenia (rysunek 7) oraz sporej różnicy napięcia wejściowego i wyjściowego na LDO (rysunek 8) można określić wysokie PSRR układu scalonego ok. 80 dB.

Rysunek 12. Szumy zasilania, pomiar w trybie Averaging (8 uśrednień) 

Zastosowanie uśredniania jest bardzo skuteczne w przypadku szumu nieskorelowanego (rysunek 12). W badaniu zostało zastosowane uśrednianie 8 razy, synchronizowane wyzwalaniem od szpilek. Na wyjściu LDO2 mierzony poziom szumu spadł do 960 μVpp (87 μVrms). Potwierdza to przypuszczenie o zewnętrznym pochodzeniu większości widocznych szumów w kanale CH4. Należy jednak bardzo uważać przy pomiarach z uśrednianiem. Przy zmiennym poziomie obciążenia prądowego zmianie ulegnie częstotliwość pracy przetwornicy DC/DC i cały pomiar będzie niewiarygodny.

Została przeprowadzona próba z usuniętymi przewodami zasilania pomiędzy modułami (rysunek 13). Dodatkowo zostały zastosowane dwa filtry typu PI: 4,7 μF, FB 600 Ω, 0,1 μF. Sygnały zostały podłączone do 4 kanałów pomiarowych – CH1: wyjście LDO2, CH2: wejście LDO2 (po filtrze PI), CH3: wyjście LDO1, CH4: wejście LDO1 (po filtrze BNX026 + filtrze PI. Obciążenie LDO2 – rezystor 30 Ω (110 mA).

Rysunek 13. Szumy zasilania, pomiar bez kabli zasilania

Jak można się było spodziewać, wraz ze wzrostem prądu obciążenia nastąpił wzrost częstotliwości pracy przetwornicy DC/DC. Dołączenie filtra BNX026 i filtra PI (prawie) bezpośrednio do wejścia LDO1 spowodowało lepsze odfiltrowanie sygnału z przetwornicy DC/DC.

Ciekawy efekt nastąpił pomiędzy wyjściem LDO1 (CH3) i wejściem LDO2 (CH2) – gdzie występuje tylko filtr PI. Nastąpił trzykrotny wzrost mierzonej amplitudy szpilek. Wydaje się, że jest to spowodowane impedancją wprowadzoną przez połączenia. W zastosowanej konfiguracji układowej nastąpił znaczny spadek poziomu szumów mierzonych na obciążeniu, do poziomu poniżej 1 mVpp (106 μVrms).

Podsumowanie

Regulatory impulsowe są bardzo wygodne do zastosowań w urządzeniach IoT ze względu na bardzo dużą sprawność. Jednak wprowadzają do układu szpilki, co wręcz uniemożliwia ich stosowanie do zasilania czujników, które wymagają czystego napięcia wejściowego.

Proste środki typu więcej kondensatorów i indukcyjność nie pomaga. Zastosowanie regulatorów LDO z niskim PSRR dla wyższych częstotliwości również nie daje dobrych rezultatów. Dopiero zastosowanie układów scalonych LDO, jak LT3045 firmy Analog Devices o ultrawysokim PSRR, umożliwia zbudowanie odpowiedniego układu zasilania. Jednak wymagane są dodatkowo specjalne konfiguracje ścieżek płytki drukowanej wokół układu scalonego.

Niestety, pomiary zasilania ze szpilkami są bardzo trudne. Samo dołączenie kabli pomiarowych zmienia stan badanego układu. Nawet inne ułożenie kabli pomiarowych może wpłynąć na pomiar. Dodatkowo, stosowanie oscyloskopu cyfrowego może, przy nieodpowiednim doborze podstawy czasu, skutecznie zamaskować poziom amplitudy szpilek a nawet ich występowanie. Przy stosowaniu zasilania z izolacją galwaniczną nie można uniknąć szpilek przełączania. Zaprezentowane rozwiązanie wydaje się skutecznym sposobem radzenia sobie w takiej sytuacji.

Henryk A. Kowalski
Instytut Informatyki
Politechnika Warszawska