Wzmacniacz klasy D. Budowa i zasada działania

72 ELEKTRONIKA PRAKTYCZNA 11/2009 notatnik konstruktoranotatnik konstruktora Sytuacja ulega diametralnej zmianie, gdy aplikacje audiowizualne trafiają na platfor- mę sprzętu przenośnego zasilanego z baterii lub akumulatorów. Owszem, nie są potrzeb- ne aż tak wielkie moce odtwarzania, ponie- waż zwykle stosowane są słuchawki lub niewielkie kolumny o mocy do kilku watów, jednak ogromne znaczenie zaczyna odgry- wać sprawność. Duże straty energii powo- dują bowiem nie tylko szybsze rozładowanie akumulatora, ale również są źródłem ciepła, które uniemożliwia miniaturyzację sprzętu. Typowo sprawność wzmacniacza klasy AB sięga co najwyżej 60% przy maksymal- nej mocy muzycznej, jednak budując taki układ, trzeba przewidzieć, że jego sprawność średnia, osiągana podczas normalnej eksplo- atacji, będzie znacznie niższa. Na przykład, przy mocy wyjściowej 10  WRMS sprawność wzmacniacza klasy AB sięga około 20...30%. Co oznacza to w  praktyce? Otóż, aby osią- gnąć moc wyjściową 10 W na pojedynczy ka- nał stereofoniczny, trzeba będzie dostarczyć z zasilacza około 60...80 W energii tylko do zasilania głośników. Podane wyżej rozważania i  inne prze- słanki doprowadziły do opracowania różnych rozwiązań problemu wzmacnia- nia sygnału audio. Skonstruowano nowe Wzmacniacz klasy D Budowa i zasada działania wymiarowej. Stąd też esencją wielu aplikacji jest dźwięk o najwyższej jakości. Nie ma pro- blemu, jeśli dany system zasilany jest z sieci energetycznej, ponieważ wówczas, bynaj- mniej teoretycznie, można mu zapewnić każdą wymaganą moc do zasilania. W takiej sytuacji sprawność nie będzie miała aż tak ogromnego znaczenia. Oczywiście, lepiej jest płacić mniej za zużytą energię elektryczną, jednak zwykle domowy sprzęt audio zwykle nie wpływa w znaczący sposób na wysokość rachunków za zużytą energię elektryczną. Jeśli wzmacniacz zawiera stopień wyjściowy (najczęściej pracują w  nim tranzystory MOSFET), który jest na przemian zamykany i  otwierany, to układ pracuje w  klasie D. Stosując pomiędzy wyjściem a  obciążeniem odpowiedni filtr, można uzyskać prawidłowy, niezniekształcony sygnał, jednak pod warunkiem że kluczowanie odbywa się z  częstotliwością przynajmniej dwukrotnie wyższą od najwyższej częstotliwości sygnału wejściowego oraz że współczynnik wypełnienia impulsów wyjściowych jest proporcjonalny do wartości chwilowej sygnału audio. Tę grupę wzmacniaczy nazywa się nie bez słuszności wzmacniaczami impulsowymi. Znacznie mniej trafne jest określenie wymyślone przez specjalistów od reklamy, to jest wzmacniacz cyfrowy (D ? Digital). Sugeruje to spełnienie marzeń audiofilów, czyli doskonałą jakość dźwięku przy jednocześnie bardzo dużej sprawności. Czy tak jest naprawdę? Rynek komputerów i  urządzeń przeno- śnych gwałtownie rośnie. W zasadzie, obser- wując ostatnie trendy, można zaryzykować twierdzenie, że zaciera się granica pomię- dzy komputerem osobistym a  urządzeniem przenośnym. Do wielu zastosowań, prędkość przetwarzania danych przez procesor oraz doskonała jakość grafiki to jeszcze za mało. Dodatkowo użytkownicy żądają bardzo do- brego dźwięku i  to nie tylko doskonałej ja- kości, ale z  dodatkowymi efektami, które pozwalają na odczuwanie przestrzeni trój- 73ELEKTRONIKA PRAKTYCZNA 11/2009 Wzmacniacz klasy D. Budowa i zasada działania wzmacniacze pracujące z  modulacją PWM. Ich główną zaletą była wysoka sprawność energetyczna, ale ogromną wadą duże znie- kształcenia THD+n na poziomie 40...60 dBc, zależnie od liczby źródeł sygnałów zakłóca- jących, włączając w  to: zniekształcenia in- termodulacyjne, przenikanie częstotliwości próbkowania sygnału wejściowego i  jego harmonicznych, asymetryczne czasy nara- stania i opadania sygnału wyjściowego, asy- metryczne czasy propagacji, czasy martwe, jakość zasilacza itd. Zniekształcenia THD+n silnie zależą również od pasma częstotliwo- ści sygnału wejściowego ze względu na do- brze znane elektronikom prawo Nyquista. Zgodnie z  nim, częstotliwość próbkowania musi być co najmniej dwukrotnie wyższa od najwyższej częstotliwości sygnału prób- kowanego. Podejmowano próby rozwiązania tego problemu przez podwyższenie czę- stotliwości próbkowania, jednak były one mocno ograniczone przez minimalne czasy załączenia i wyłączenia. Ponadto, w sygna- le wyjściowym zaczynały dominować inne rodzaje zniekształceń, wynikające ze zja- wisk fizycznych pojawiających się przy tej podniesionej częstotliwości. W  rezultacie wzmacniacz PWM, mimo iż oferował znacz- nie lepszą sprawność energetyczną niż pra- cujący w klasie AB, to jednak nie nadawał się do wysokiej klasy aplikacji, w  których wy- magana jest dynamika co najmniej 90 dBc. Kierunek proponowanych rozwiązań był jednak właściwy i wiadomo było, że nie ma odwrotu od wzmacniacza PWM, jednak w  jakiś sposób trzeba poprawić jakość sy- gnału wyjściowego. Pojawiły się rozwiązania wzmacniaczy stosujące nadpróbkowanie, ze specjalnym modulatorem sigma-delta kształ- tującym charakterystykę zakłóceń1 , jednak włączenie w obwód pętli modulatora sigma- delta tranzystorów MOS dużej mocy powo- duje dodatkowe problemy, które znacząco wpływają na ogólne parametry i sprawność wzmacniacza. Standardowy, jednostopniowy modu- lator sigma-delta przedstawiono na rys.  1. Integrator połączony jest szeregowo z kom- paratorem, który w istocie jest dwupoziomo- wym kwantyzatorem o częstotliwości prób- kowania fS . Wyjście komparatora sprzężone jest z wejściem integratora poprzez umiesz- czony w  pętli sprzężenia zwrotnego prze- twornik C/A i sumator. Sprzężenie zwrotne wymusza, aby sygnał wyjściowy kwanty- zatora śledził wartość średnią sygnału wej- ściowego modulatora. Jakiekolwiek różnice pomiędzy sygnałem wejściowym modula- tora a  wyjściowym kwantyzatora akumulo- wane są w integratorze i ewentualnie kory- gowane. W  jednostopniowym modulatorze sigma-delta zakłócenia sygnału wynikające z błędu kwantyzacji są redukowane o około 9  dB przy dwukrotnym wzroście częstotli- wości próbkowania. W  modulatorze dwu- stopniowym, przy takim samym wzroście, zakłócenia redukowane są o ok. 15 dB. Obie powyższe tezy są słuszne przy założeniu, że częstotliwość próbkowania sygnału wejścio- wego jest zgodna z  prawem Nyquista, tzn. fS =2×f0 . Łatwo zauważyć, że zwiększając liczbę stopni przetwornika i podnosząc czę- stotliwość próbkowania, można zredukować zakłócenia. Trzeba jednak pamiętać o ograni- czeniach technicznych wynikających z pew- nych minimalnych wartości czasów narasta- nia i  opadania przebiegu wyjściowego oraz czasu propagacji, co skutkuje koniecznością obniżenia częstotliwości próbkowania. Jak napisano wcześniej, włączenie w  pętlę standardowego modulatora sigma- delta tranzystorów MOS powoduje powsta- nie wielu problemów. W  aplikacjach audio tranzystory MOS sterują relatywnie niską impedancją obciążenia i z tego powodu wy- magane jest, aby dla spełnienia wymagań związanych z  ogólną wysoką sprawnością wzmacniacza, ich rezystancja w  stanie za- łączenia była mniejsza od 1 ?. W rezultacie charakterystyka przełączenia takiego tranzy- stora znacznie odbiega od idealnej (rys. 2). Te nieidealne przebiegi wyjściowe powodu- ją powstanie zniekształceń na poziomie ok. ?60 dB w stosunku do sygnału użytkowego. Przedstawiony na rys.  2 przebieg wyjścio- wy jest typowy dla tranzystorów MOSFET pracujących w konfiguracji przeciwstawnej, w  której jeden z  nich ma kanał typu ?n?, a drugi typu ?p?. W związku z tym, że stan- dardowy modulator sigma-delta ma cyfrową pętlę sprzężenia zwrotnego, asymetryczne zbocza sygnału wyjściowego nie są ?widzia- ne? przez integrator i  w  konsekwencji ten nie koryguje zniekształceń wprowadzanych przez tranzystory MOS. Ponadto, ponieważ że nowoczesne modulatory sigma-delta używają integratorów próbkujących, proste zasilanie pętli sprzężenia zwrotnego inte- gratora sygnałem wyjściowym tranzystorów mocy, bez wprowadzenia dodatkowych ko- rekt, nie spełni swojego zadania. Dzieje się tak ze względu na fakt, że integratory prób- kujące mają duże problemy wynikające ze zjawiska aliasingu przy dużej częstotliwości zniekształceń. Dodatkowo, opóźnienie wpro- wadzane przez tranzystory mocy powodu- je, że sygnał pochodzący z pętli sprzężenia zwrotnego nie jest właściwie skorelowany z  sygnałem wejściowym, w  konsekwencji uniemożliwiając poprawną pracę sprzęże- nia. Opóźnienie to może również wpłynąć na stabilność pracy układu. Stąd też korzyści wynikające z  redukcji zniekształceń w  mo- dulatorze sigma-delta są pomniejszane przez nieidealną pracę tranzystorowego stopnia wyjściowego mocy. Proponowane w  (1) rozwiązanie było bardzo dobre, jednak nie wytrzymywało kon- frontacji z rzeczywistością. Konieczne stało się znalezienie innych rozwiązań wzmacnia- czy pracujących z  modulacją PWM, zgod- nych z wymaganiami rynku. Konstrukcję takiego wzmacniacza małej częstotliwości umożliwiło zastąpienie dys- kretnej technologii PWM mikroprocesorem mającym możliwość przetwarzania sygna- łów mieszanych. Tego typu układy są bar- dzo dobrze znane z  zastosowań w  innych dziedzinach, w których służą chociażby do sterowania napędami, korekcji współczyn- nika mocy, sterowania zasilaczami awaryj- nymi itp. Niemniej układ przeznaczony do sterowania wzmacniaczem audio musiał być zoptymalizowany pod kątem takiego właśnie zastosowania. Zadaniem impulsowego wzmacniacza sygnału audio jest, przy zachowaniu wyso- kiej sprawności, zasilanie obciążenia w po- staci kolumn głośnikowych lub słuchawek sygnałem, który ma relatywnie dużą mocrys. 1. 74 ELEKTRONIKA PRAKTYCZNA 11/2009 notatnik konstruktora wyjściową i jak najmniejsze zniekształcenia. Aby osiągnąć tak rozumiany rezultat, współ- czesne rozwiązania używają pętli sprzężenia zwrotnego pracującej w  trybie ciągłym, in- nej niż wcześniej opisywana pętla cyfrowa. Gwarantuje to, że informacja z  wyjścia do- stępna jest na wejściu w  celu porównania, w ten sposób pozwalając zmodyfikowanemu układowi modulatora na korekcję zniekształ- ceń wprowadzanych przez tranzystory MOS podczas przełączania. Praca ciągła pętli pozwala również na zredukowanie zniekształceń wynikających ze zjawiska aliasingu pojawiających się, gdy podczas przełączania powstają częstotliwo- ści harmoniczne wyższe niż dopuszczalna częstotliwość sygnału wejściowego i  wraz z  sygnałem sprzężenia zwrotnego pojawią się one na wejściu modulatora. Aby uniknąć tych niepożądanych zjawisk, pętla sprzęże- nia zwrotnego zawiera filtr antyaliasingowy, natomiast integrator pracuje w  trybie cią- głym. Ponadto, jeden lub więcej integratorów odbierających sygnał sprzężenia zwrotnego próbkują z  częstotliwością wyznaczaną na podstawie częstotliwości próbkowania kom- paratora. Praktycznie każde z nowoczesnych rozwiązań łączy w  sobie opisywane wyżej techniki, tzn. pętlę sprzężenia zwrotnego dla skompensowania zniekształceń o  małej częstotliwości i jakiś układ tłumiący lub re- dukujący efekt aliasingu powodowany przez sygnał wysokiej częstotliwości wprowadza- ny przez pętlę sprzężenia zwrotnego. Ważny jest też fakt, że nowoczesne rozwiązania nie są ograniczone do zakresu pasma akustycz- nego i  po modyfikacjach związanych z  da- nym zastosowaniem, praktycznie mogą być oferowane nie tylko do układów audio, ale również z przeznaczeniem do użycia w in- nych dziedzinach wymagających wzmacnia- nia sygnału. Na rys.  3A...D umieszczono uproszczo- ne schematy blokowe czterech wzmacnia- czy PWM drugiego rzędu, nadpróbkujących i kształtujących sygnał zakłóceń. Sygnał wej- ściowy podawany jest na pierwszy integrator przez sumator. Wyjście pierwszego integratora przez sumator podawane jest na wejście dru- giego. Synchroniczny komparator, próbkowa- ny z częstotliwością fS , odbiera sygnał wyjścio- wy drugiego integratora i przesyła wynikowy sygnał logiczny do stopnia mocy. Zależnie od zastosowanego wariantu, wyjście stopnia mocy jest sprzężone selektywnie z wejściami integratorów poprzez dolnoprzepustowy filtr antyaliasingowy i bloki regulatorów amplitu- dy sygnału sprzężenia zwrot- nego. Filtr dolnoprzepustowy redukuje zjawisko aliasingu powodowane przez składowe o dużej częstotliwości, obecne na wyjściu przełączającego stopnia mocy. Wzmocnienie regulatorów jest ustawiony w taki sposób, że stopień integratora pracuje na optymalnym poziomie w obrębie swojego zakresu dynamiki. Ten sygnał ciągłego sprzę- żenia zwrotnego pozwala integratorom ?zoba- czyć? aktualne zbocza narastające i opadające sygnału wyjściowego oraz wykonać prawidło- wą kompensację. Dla aplikacji, w  których na wejście wzmacniacza nie jest podawany sygnał pa- smowy, filtr antyaliasingowy może zawierać filtr pasmowy mający częstotliwości odcię- cia adekwatne do pasma wzmacnianych sy- gnałów, a integratory zastępowane są przez pasmowy ekwiwalent, taki jak wzmacniacz pasmowy. Zależnie od wariantu, integratory mogą być skonfigurowane jako integratory pasmowe, dostrojone do właściwego pasma, aby osiągnąć ten sam rezultat. Innymi sło- wy, pryncypia rozwiązań opisanych wyżej mogą być zastosowane nie tylko do rozwią- zań pasmowych, ale również jakiegokolwiek pasma częstotliwości. Na przykład nadprób- kujący, kształtujący zakłócenia procesor sy- gnałów mieszanych może być zastosowany w stopniu wyjściowym wzmacniacza mocy telefonu komórkowego pracującego w  pa- śmie 900  MHz, potencjalnie ? ze względu na podwyższoną sprawność wzmacniacza ? bardziej niż dwukrotnie wydłużając czas zasilania z baterii. Rys. 2. Rys. 3. a) b) c) d) 75ELEKTRONIKA PRAKTYCZNA 11/2009 Wzmacniacz klasy D. Budowa i zasada działania Rys. 4. Rys. 5. Rys. 6. a) b) Różni się on od poprzednio przedstawio- nych zastosowaniem nie dwóch, lecz trzech integratorów. Zasada działania jest podobna do opisywanych wcześniej. Innowacją jest zastosowanie drugiego w  kolejności inte- gratora, dodatkowo wyposażonego w  pętlę sprzężenia ?w przód?, emulującą sprzężenie zwrotne docierające ze ścieżki sprzężenia zwrotnego do wejścia drugiego integratora. Dodatkowo, połączenie to poprawia zakres dynamiki integratorów, np. zawierających przełączane pojemności. Spotyka się też rozwiązania, w  których wejście różnicowe jest podłączane do wejścia komparatora przez sumator. Dzięki temu można podać na wejście szum losowy lub pseudolosowy, w celu wyeliminowania którejś częstotliwo- ści składowej. Na rys.  6 przedstawiono kolejny, uproszczony schemat blokowy wzmacnia- cza PWM, zawierającego w swojej struktu- rze trzy integratory. W nim również wpro- wadzono sprzężenie ?w  przód?, emulujące sprzężenie zwrotne i  poprawiające zakres dynamiki integratorów. W  obwód sygnału pętli sprzężenia zwrotnego, doprowadzony na wejście trzeciego integratora, włączono antyaliasingowy filtr dolnoprzepustowy, ponieważ jest to integrator próbkujący. Przedstawione schematy blokowe wzmacniaczy nie wyczerpują opisu wszyst- kich rozwiązań, które są współcześnie sto- sowane przez producentów podzespołów. Zwykle jednak typowe wzmacniacze PWM są zbudowane albo zgodnie z  którymś ze schematów, albo mają nieco inaczej połą- czone ze sobą bloki funkcjonalne. Dodat- kowo producenci mogą stosować różne roz- wiązania w celu wyeliminowania zjawiska aliasingu. Warto również zauważyć, że dostępne rozwiązania nie zamykają się w dziedzinie wzmacniania i  obróbki sygnałów analogo- wych. Dostępne są układy, które mają wej- ścia skonfigurowane w  celu przetwarzania 1-bitowego, cyfrowego sygnału wejściowe- go z różnych źródeł. Ponadto, obszar prze- łączanego wzmacniania mocy jest tylko jed- nym z  tych, w  których można zastosować opisane rozwiązania. Jacek Bogusz, EP jacek.bogusz@ep.com.pl Literatura 1. Tripath Technology Inc., Adya. S. Tripathi, Cary . Delano, United States Patent Num- ber 5,777,512 ?Method and Apparatus for Oversampled, Noise-shaping, Mixed Signa; Processing? 2. H.Ballan, M.Declerc ?12V-?? Amplifier in 5V CMOS Technology?, str. 559-562, materia- ły z konferencji IEEE 1995 Custom Integrated Circuits niaczu z rys. 3D kombinacja sygnałów pętli ciągłej i cyfrowej jest podawana na wejścia obu stopni integratorów, bez odejścia od prezentowanych wcześniej idei rozwiązań. Na rys.  4A i  4B przedstawiono kolejne modyfikacje wzmacniaczy PWM. W ich pę- tlach sprzężeń nie zastosowano filtrów an- tyaliasingowych, ponieważ stopnie integra- torów zbudowane są na bazie integratorów pracujących w czasie ciągłym, które z natury akceptują niskie częstotliwości i  odrzucają wysokie. Pierwszemu integratorowi w  sze- regu poświęca się szczególnie dużo uwagi, bo błąd na jego wyjściu jest dominującym źródłem ostatecznych zakłóceń. Następny stopień integratora nie jest już tak krytyczny i dlatego można w nim zastosować integra- tor próbkujący, pętlę cyfrowego lub ciągłego sprzężenia zwrotnego zawierającą filtr anty- aliasingowy lub pracującą bez niego. Na rys. 5 pokazano uproszczony sche- mat wzmacniacza PWM trzeciego rzędu. W  niektórych zaprezentowanych roz- wiązaniach stopień komparatora wyjścio- wego jest również selektywne sprzężony z  wyjściem integratora poprzez konwer- ter C/A, zapewniając cyfrowe sprzężenie zwrotne obok pętli sprzężenia ciągłego. We wzmacniaczu z  rys.  3A do integratorów doprowadzony jest tylko sygnał ciągłego sprzężenia zwrotnego. We wzmacniaczu z rys. 3B pętla sprzężenia zwrotnego dopro- wadzona jest jedynie na wejście pierwszego integratora, podczas gdy pętla sprzężenia cyfrowego doprowadzona jest na wejście drugiego. We wzmacniaczu z rys. 3C pętla sprzężenia cyfrowego doprowadzana jest na wejście drugiego integratora, podczas gdy kombinacja sygnałów sprzężenia ciągłego i  cyfrowego doprowadzana jest na wejście pierwszego integratora poprzez sumator, aby skompensować niestabilność pętli wprowadzaną przez opóźnienie filtra dol- noprzepustowego. Na koniec, we wzmac-