Zaloguj
Tranzystory dużej mocy z reguły steruje się napięciami bramka-źródło rzędu kilkunastu woltów, aby zapewnić jak największe otwarcie kanału. Oczywiście trzeba pamiętać o zabezpieczeniu izolatora podbramkowego przed przebiciem, bo przebity tranzystor jest mało użyteczny, a niekiedy wręcz mało estetyczny... Z tym faktem się nikt nie kłóci, każdy to popiera, możemy się rozejść. Zresztą w urządzeniach dużej mocy z reguły znajdziemy też odpowiednio wysokie napięcie, którym moglibyśmy owe tranzystory wysterować, więc problemu praktycznie nie ma.
Sprawa wygląda zupełnie inaczej, kiedy mamy układ zasilany dosłownie kilkoma woltami, a do tego źródło energii stanowi np. bateria. Tranzystory bipolarne, którym wystarczy napięcie poniżej 1 V do prawidłowego wysterowania, będą wówczas nieodpowiednie z racji płynącego (cały czas otwarcia) prądu bazy. Trzeba sięgnąć po ich unipolarnych kolegów. Załóżmy, że w omawianym przykładzie obciążenie będzie podłączane od strony masy, czyli potrzebujemy tranzystora z kanałem typu n. Tranzystory te mają również lepsze parametry (pod kątem rezystancji otwartego kanału i napięcia progowego) niż ich komplementarni kuzyni. Sterowaniem zajmie się wyjście mikrokontrolera, gdyż nie wymagamy krótkich czasów przełączania, ot – zwykłe „włącz-wyłącz” dla silnika prądu stałego.
Najprostszy wariant układu prezentuje schemat widoczny na rysunku 1 – uwzględnia tranzystor, wyjście mikrokontrolera, diodę zabezpieczającą i nic więcej. Czy czegoś tu brakuje? Na pierwszy rzut oka nie, zresztą takich układów działają miliony na całym świecie i jakoś jeszcze się on nie zawalił. Wysoki stan logiczny na wyjściu mikrokontrolera wprawia tranzystor w stan przewodzenia, z kolei niski – zatyka go. Czasy przełączania są krótkie, bo wydajność prądowa wyjść współczesnych mikrokontrolerów okazuje się całkiem spora i przeładowywanie pojemności wejściowej może trwać krótko.
Szczenięciem elektronicznym będąc, zaprzęgnąłem taki układ do sterowania silnikiem pobierającym prąd maksymalny bodajże rzędu 2 A ze źródła napięcia 5 V. Mikrokontroler ATmega8, tranzystor IRLML0030TR, który na dodatek ma w nocie katalogowej dumny napis „logic level”. I ja zatem, jakże dumny, użyłem go. Deklarowany prąd drenu sięgał wartości 5,3 A, rezystancja otwartego kanału 40 mΩ przy 4,5 V napięcia bramka-źródło – po prostu bajka. A potem kląłem, na czym świat stoi… W losowych momentach podczas przełączania mikrokontroler się zawieszał, po czym uległ zniszczeniu. Cytując klasyka: no i nici z rumakowania.
Moje spostrzeżenie było takie, że – podczas przełączania tranzystora – na jego bramce (względem masy) pojawiały się impulsy szpilkowe. Wyglądały tak, jakby generowała je pojemność zwrotna tego elementu, czyli pojemność dren-bramka: przy wyłączaniu tranzystora była to „szpilka” w górę, zaś przy załączaniu – „szpilka” w dół. Diody zabezpieczające wejście mikrokontrolera dzielnie to wszystko przekazywały do jego zasilania, aż zapewne któraś z nich uległa awarii lub cały układ odmeldował się wskutek impulsu napięcia (o zbyt wysokiej wartości) na linii zasilającej.
Układ, który nie działa, jest generalnie mniej pożądany od takiego, który jednak działa (najlepiej jeszcze w sposób przewidywalny). Podejrzewałem, że winne problemom są te nieszczęsne diody zabezpieczające, przez które „zmillerowana” pojemność zwrotna pchała prąd. Dlatego układ z rysunku 2 zadziałał już prawidłowo, a został zmodyfikowany jedynie o szeregowy rezystor umieszczony między mikrokontrolerem a bramką. Rozwiązanie takie zyskało dwie zasadnicze zalety względem schematu z rysunku 1.
Po pierwsze, rezystor daje pewną izolację między delikatnym mikrokontrolerem a brutalnym, zakłóconym otoczeniem tranzystora wykonawczego typu MOSFET. Kilkaset omów lub „sztampowa” wartość 1 kΩ okażą się wystarczające, by ograniczyć prąd diod do bezpiecznej dla nich wartości podczas przełączania obciążenia. Przecież taka „szpilka” będzie miała wartość maksymalną nie wyższą niż napięcie zasilające obciążenie, w tym przypadku 5 V. Jeżeli przyjmiemy R=1 kΩ, to uzyskujemy pewność, że przez diody zabezpieczające nie będzie płynęło więcej niż 5 V/1 kΩ=5 mA (w praktyce – mniej, bo trzeba uwzględnić ich napięcie przewodzenia, jednak taki zgrubny rachunek wystarczy do oszacowania sytuacji).
Po drugie, zaletą okazuje się zmniejszenie poziomu emitowanych zakłóceń przez kluczowane obciążenie, a to z racji wydłużenia czasu przełączania. Mniej strome zbocza oznaczają węższe widmo zajmowane przez zakłócenia powstające w tym momencie, a za opisanym zjawiskiem idzie również redukcja ich energii. Efekt Millera dodatkowo wydłuża ten czas, zwiększając pozornie pojemność, którą ów szeregowy rezystor musi przeładować.
W porządku, a co z zabezpieczeniem dielektryka podbramkowego, przecież wspomniane wcześniej impulsy szpilkowe mogą go przebić! No… nie mogą. Załóżmy najgorszy możliwy przypadek, czyli następującą sytuację: na bramce nadal utrzymuje się napięcie +5 V względem masy (czyli też źródła), zaś przez pojemność zwrotną próbuje się do tego dołożyć dodatkowa szpilka, której wysokość przecież nie może być wyższa niż napięcie zasilające obciążenie – w tym wypadku również 5 V. Czyli 5 V+5 V=10 V, zaś dopuszczalne napięcie bramka-źródło zastosowanego tranzystora wynosi 20 V. Oczywiście nasze oszacowania są mocno nadmiarowe, ponieważ musi nastąpić obniżenie potencjału bramki, aby potencjał drenu zaczął rosnąć, ale przywołany przykład dobrze obrazuje, że nie ma się czego bać. Gdyby jednak napięcie zasilające osiągnęło wysoki poziom, warto dodać tranzystorowi na przykład diodę typu transil, możliwie blisko jego wyprowadzeń – rysunek 3. Będzie ona pilnowała maksymalnego potencjału bramki, ponieważ diody zabezpieczające wyprowadzenie mikrokontrolera już tego nie uczynią podczas przełączania („przeszkadza” im bowiem szeregowy rezystor).
Skoro mamy opracowaną topologię układu, trzeba pochylić się nad doborem tranzystora. Wiemy, że zależy nam, aby w stanie przewodzenia prezentował sobą możliwie niską rezystancję otwartego kanału. To zaś oznacza, że jego napięcie progowe musi być niższe od napięcia zasilającego mikrokontroler.
Niższe, tylko o ile? Albo raczej: ilokrotnie? Typowo przyjmuje się, że „zdrowy” naddatek napięcia progowego wynosi 3-krotność tej wartości. To oznacza, że tranzystor z napięciem progowym 4 V może być w pełni wysterowany napięciem 12 V, co wynika z silnego zakrzywienia charakterystyki przejściowej powyżej napięcia progowego.
Idźmy w drugą stronę: mamy zasilanie napięciem 5 V, jakie zatem napięcie progowe musi mieć tranzystor, by się w pełni otworzył? Kalkulator mówi, że około 1,7 V. Wertując przepastne noty katalogowe, napotkać można jednak pewien szkopuł, wynikający z różnic technologicznych. Szczegóły pokazane są na rysunku 4, który zawiera fragment noty katalogowej tranzystora IRLML0030TR: chodzi o rozrzuty tego parametru. I to niemałe. Jego typowa wartość nas zadowala, minimalna – tym bardziej, bowiem stosunek Uzas/Ugs(th) rośnie do 3,8, czyli prezentuje się bardzo dobrze. Ale – przy maksymalnej wartości tego parametru – ów współczynnik maleje do niemal 2.
Można teraz obrać dwie drogi: albo poszukać innego tranzystora, w którym maksymalna wartość napięcia Ugs(th) będzie (w skrajnie niekorzystnym dla nas wypadku) nie większa niż 1,7 V, albo zastanowić się nad tym, co ów tranzystor ma przełączać. Jeżeli przełączany prąd będzie się zaliczał do kategorii wysokich (jak na tranzystor w obudowie SOT23), rzędu kilku amperów, wówczas intuicyjnie optowałbym za zmianą tranzystora. Ale przy prądzie, załóżmy, 1 A, warto „potargować się z diabłem” i zajrzeć dalej do noty katalogowej. Znajdziemy tam charakterystykę wyjściową, wykreśloną z reguły dla kilku temperatur – rysunek 5. Przy zadanym prądzie chcemy uzyskać jak najniższy spadek napięcia, czyli patrzymy na lewą krawędź wykresów (zaznaczoną na czerwono).
Możemy odczytać, że przy napięciu 4,5 V i przy spadku między drenem a źródłem rzędu 100 mV jesteśmy w stanie pozwolić sobie na przepływ prądu drenu o natężeniu około 3 A (lub nieco mniej przy temperaturze 150ºC). Mamy więc około trzykrotny nadmiar względem naszych potrzeb. W praktyce okaże się, że przy prądzie 1 A ów spadek napięcia będzie jeszcze mniejszy, ograniczony już niemal wyłącznie do wartości wynikającej z rezystancji otwartego kanału. Dlatego warto zajrzeć dalej do noty katalogowej, aby nie odrzucać przedwcześnie elementu, który tylko na pierwszy rzut oka wydaje się nieodpowiedni do danej aplikacji.
Michał Kurzela, EP
