Zaloguj
Niemal od początków radiotechniki rolę regulatora poziomu głośności odgrywał potencjometr – czasem tylko zastępowany przez transformator z wieloma odczepami, lecz ten zapewniał regulację skokową. Oczywiście zwykłe potencjometry mechaniczne nadal są dostępne, lecz ich problemem (zresztą nie jedynym) jest brak możliwości sterowania nimi przez układ elektroniczny. Wyjątkiem pod tym względem, całkiem zresztą dobrze działającym, są potencjometry zintegrowane z silnikiem prądu stałego – jak na fotografii 1. Ten wynalazek był stosowany w sprzętach z lat osiemdziesiątych i dziewięćdziesiątych, umożliwiając użytkownikowi zarówno zdalną, jak i manualną regulację poziomu głośności. Z uwagi na użycie silnika prądu stałego, możliwe jest ustawienie osi potencjometru w dowolnym położeniu poprzez sterowanie silnikiem za pomocą impulsów o odpowiedniej długości.
Obracające się samoczynnie pokrętło z pewnością robi wrażenie, lecz takie rozwiązanie jest okupione zarówno sporą masą i gabarytami, jak również skończoną trwałością – przede wszystkim samego potencjometru, który przecież jest elementem elektromechanicznym. Warto zatem pójść w stronę rozwiązań czysto elektronicznych, które są tych wad pozbawione. Wprawdzie przy sterowaniu za pomocą urządzeń cyfrowych tytułowa płynność regulacji może nie być idealnie odwzorowana, lecz myślę, że zaproponowane pomysły są w stanie dobrze naśladować ją w wystarczającym stopniu.
Pierwszy pomysł, jaki przychodzi mi do głowy, to regulacja prądu źródła prądowego, które zasila emitery tranzystorów pary różnicowej – szczegóły widać na rysunku 1. Ten układ może służyć zarówno do wzmacniania, jak i tłumienia sygnału. Im większy jest prąd źródła prądowego, tym większe wzmocnienie osiąga ten układ i odwrotnie. Przeszkodą są jednak parametry tranzystorów, bowiem zmiana wzmocnienia o 20 dB wymaga dziesięciokrotnej zmiany prądu emiterów (np. w zakresie 1…10 mA), zaś o 40 dB już stukrotnej (chociażby 1…100 mA). Przy niskim prądzie kolektora parametry częstotliwościowe tranzystorów są niezbyt zachwycające, z kolei przy wysokim możemy mieć problem zarówno z chłodzeniem, jak i ze zwiększonym poziomem szumów. Choć można coś dobrać, a samą regulację podzielić na przykład na zakresy. Robiłem próby z tego typu regulacją i efekty były więcej niż zadowalające. Sam sygnał sterujący, w implementacji zaproponowanej na tym schemacie, pochodzi z przetwornika cyfrowo-analogowego, który steruje źródłem prądowym. Daje on skwantowane wartości napięcia na swoim wyjściu, lecz używając konwertera o rozdzielczości 16 lub 24 bitów, można uzyskać regulację niemal pozbawioną słyszalnych kroków. Zwłaszcza, że napięcie sterujące źródłem prądowym można odfiltrować członem RC, co dodatkowo zwiększy płynność przejść między kolejnymi wartościami napięcia.
Druga idea, również przeze mnie przetestowana, polega na zmianie rezystancji fotorezystora w optoizolatorze. Schemat przykładowego rozwiązania znajduje się na rysunku 2. Układ ten jest opcją „na bogato”, w której mamy zmienną zarówno rezystancję „górną” naszego „potencjometru” (optoizolator LDR1), jak i „dolną” przy wykorzystaniu optoizolatora LDR2. Budując taki układ trzeba jednak konieczne przewidzieć możliwość jego automatycznej kalibracji, gdyż fotorezystory mają znaczne rozrzuty parametrów. Dodatkową zaletą jest całkowita izolacja galwaniczna między sygnałem analogowym a sterującym. W prototypie, który badałem kilka lat temu, nie było fotorezystora LDR1 (został zastąpiony stałym rezystorem), a dynamika regulacji i tak sięgała 65 dB. Warto jednak ten układ utrzymywać w stałej temperaturze, gdyż przy wysokich wartościach rezystancji wpływ temperatury na parametry fotorezystora jest znaczący. Dodatkowo, z uwagi na szumy, lepiej byłoby go chłodzić niż grzać. Jest to propozycja bardziej dla audiofili, niż dla zwykłego zjadacza chleba, choć z pozornie dziwnych pomysłów czasem wykluwają się kolejne.
Na koniec moja ostatnia propozycja, którą raz zastosowałem w projekcie AVT1729 – czyli zmiana wzmocnienia wykorzystująca tranzystor JFET. W zakresie niskich napięć dren-źródło, ten tranzystor zachowuje się jak zmienna rezystancja, co doskonale sprawdza się w gałęzi ujemnego sprzężenia zwrotnego. Rysunek 3 zawiera schemat wzmacniacza nieodwracającego, który – z racji swojej topologii – ma wzmocnienie nie mniejsze niż 1 V/V. Rolą szeregowego obwodu RC, znajdującego się między drenem a bramką, jest wprowadzenie ujemnego sprzężenia zwrotnego, które poprawia liniowość i zmniejsza przez to zniekształcenia. Taki układ może mieć dynamikę nawet 60 dB, lecz jego rolą jest wyłącznie zwiększanie amplitudy sygnału wejściowego. Takie umiejscowienie tranzystora JFET jest jedynym możliwym z uwagi na konieczność pracy z niskim napięciem dren-źródło, co zapewnia punkt „wirtualnej masy” między wejściami wzmacniacza operacyjnego – sygnał wejściowy może mieć amplitudę nie większą niż kilka miliwoltów, co można uznać niemal za potencjał masy.
W odmienny sposób działa układ z rysunku 4 – wprawdzie odwraca fazę sygnału, lecz umożliwia również jego tłumienie, a nie tylko wzmacnianie.
Prawe wyprowadzenie tranzystora JFET ma potencjał 0 V, co gwarantuje poprawne działanie wzmacniacza operacyjnego objętego pętlą ujemnego sprzężenia zwrotnego, natomiast lewe wyprowadzenie należy po prostu spolaryzować rezystorem do masy. I tutaj możliwe jest uzyskanie kilkudziesięciodecybelowej dynamiki, zwłaszcza w zakresie bardzo wysokich tłumień (praca tranzystora bliska zatkania), lecz trzeba pamiętać o tym, by amplituda sygnału wejściowego nie była zbyt wysoka, rzędu kilkudziesięciu miliowoltów. W przeciwnym razie grozi to wyjściem tranzystora JFET z „omowego” zakresu pracy.
Michał Kurzela, EP
Źródła:
[1] https://www.ebay.com/itm/122943325712
[2] https://www.onsemi.cn/pub/collateral/an-6603cn.pdf
[3] https://www.ti.com/lit/an/snoa620/snoa620.pdf
