wersja mobilna | kontakt z nami

Lampy 6SN7 i ECC99 w stopniu sterującym wzmacniacza

Numer: Listopad/2017

Wśród wielu lamp stosowanych w aplikacjach stopni sterujących wzmacniaczy akustycznych wyróżnić można dwie popularne grupy. Pierwsza to znane od lat, mające wielu fanów ich "czarującego dźwięku" wysokonapięciowe 6SN7 różnych producentów, w tym z rosyjskim odpowiednikiem 6N8S (6H8C), a grupa druga to podobne do siebie niskonapięciowe - rosyjska 6N6P i słowacka ECC99. Lampa słowacka różni się od rosyjskiej wysokim dopuszczalnym napięciem pracy Uk/h (katoda-żarzenie) wynoszącym aż ?200 V, co predysponuje ją do zastosowań w stopniach kaskadowych. W opracowaniu opisano możliwości praktycznego wykorzystania tej cechy.

Pobierz PDF

Znana jest opinia, że lampy najlepiej pracują z mocą bliską mocy maksymalnej, jednak takie ustawienie parametrów skraca ich żywotność. Informacje o związku tych zależności nie są na ogół podawane w kartach katalogowych lamp. Pewnemu zorientowaniu się mogą posłużyć dane rosyjskiej lampy mocy 6S33S (6C33C), notabene stabilizacyjnej, gdzie dla mocy maksymalnej Pmaks.=60 W żywotność jest oceniana na ok. 750 godzin, natomiast przy jej ograniczeniu do 45 W żywotność wzrasta do 3000 godzin, a więc około 4-krotnie. W opisach omawianych przykładów wprowadzono współczynnik wykorzystania mocy „nP”, który wyraża proporcję mocy pracy lampy w aplikacji do jej mocy maksymalnej dopuszczalnej przez producenta. Przyjęto też, że mając na uwadze otrzymanie sygnału o możliwie jak najlepszym brzmieniu, współczynnik wykorzystania mocy nP powinien zawierać się w zakresie 0,6…0,75.

W tabeli 1 wyszczególniono wybrane parametry opisywanych lamp.

tab1

 

 

 

 

 

 

Podstawowy układ pracy „wspólna katoda” 

rys1Lampy 6SN7 i 6N8S
Parametry spoczynkowego punktu pracy dla typowej charakterystyki są następujące: Ua=250 V, Ia=9 mA, Us=–8 V. Nie jest to szczęśliwy wybór, ponieważ przy dopuszczalnym napięciu pracy 330 V dla lampy 6N8S i braku informacji o dopuszczalnym napięciu dla lampy nieobciążonej, a sytuacja taka ma miejsce przy włączeniu zasilania, zanim lampa się rozgrzeje i parametry pracy się ustabilizują, należy przyjąć, że jest to również napięcie dla lampy nieobciążonej. W bilansie trzeba też uwzględnić spadek napięcia na filtrze tętnień zasilacza anodowego około 50 V, gdy spadek napięcia na rezystorze anodowym Ra mógłby wynieść nie więcej niż 330 V-250 V-50 V=30 V, a wtedy jego wartość mogłaby wynieść co najwyżej R=30 V/9 mA=3,33 kV, więc taka aplikacja traci sens. Nieco lepiej wypada tutaj lampa 6SN7 JJ, w której przy napięciu dopuszczalnym 450 V spadek napięcia na rezystorze Ra może wynieść 150 V, a jego wartość wyniesie wtedy 16,7 kV. Jednak i w tym wypadku należy się liczyć z dużymi zniekształceniami liniowymi. Zmiana punktu pracy lampy z Ua=250 V, Ia=9 mA, Us=–8 V przy zachowaniu tej samej mocy 2,25 W na spoczynkowy punkt pracy: Ua=200 V, Ia=11,25 mA, Us=–4,8 V polepszy warunki pracy lampy. Na rysunkach 1a i 1b pokazano charakterystykę i aplikację dla nowego punktu pracy z tym, że z uwagi na dużą oporność wewnętrzną Ri w celu jej zmniejszenia, obie triody lampy połączono równolegle. W nowych warunkach pracy zmieni się też oporność wewnętrzna Ri, która będzie teraz mniejsza oraz nieco wzrośnie współczynnik amplifikacji µ, chociaż z wykresu to nie wynika, ale jest oczywiste, bo po przesunięciu punktu pracy z 250 V na 200 V wchodzimy w obszar, gdzie jednostkowym przyrostom napięcia siatkowego odpowiadają większe przyrosty napięć anodowych.

Współczynnik wzmocnienia „ku” można wyznaczyć z wykresu, dzieląc wartość amplitudy napięcia międzyszczytowego Vpp=145 V przez wartość bezwzględną amplitudy napięcia siatkowego –9,6 V, czyli ku=145/9,6=15,1, ale można też obliczyć analitycznie ze wzoru: ku=mi/(1+Ri/Ro), gdzie Ro=Ra×Rs/Ra+Rs. Dla omawianego wypadku Ro=9,1×220/9,1+220=8,7 kOhm, ku=20/(1+2,8/8,7)=15,2.

Lampa, jak pokazano na rysunku 1B, wymaga wysokiego napięcia zasilającego, co pociąga za sobą konieczność zaprojektowania rozbudowanego zasilacza i zabezpieczenia lampy przed wystąpieniem na jej elektrodach napięcia przewyższającego dopuszczalne 450 V. Napięcie doprowadzone na wejście zasilacza 460 V jest napięciem pracy pod obciążeniem, a 484 V to napięcie bez obciążenia. Obliczono je na przykładzie transformatora rzeczywistego na robocze napięcie niższe, bo 400 V DC, a w wyniku przeliczenia przekładni zwojowej otrzymano napięcie biegu jałowego 420 V, czyli wyższe o 5,1%. Należy mieć też na uwadze, że napięcie mogące się występować na wejściu zasilacza może przewyższać podane 484 V DC z powodu wahań napięcia zasilającego sieci elektroenergetycznej, które może być wyższe od nominalnego 230 V, jeżeli mieszkamy blisko stacji transformatorowej, jak też w okresie pozaszczytowym, na przykład w porze nocnej. Przy zbiegu tych okoliczności napięcie DC może przekroczyć 500 V! Kondensatory elektrolityczne na napięcie robocze 500 V są co prawda oferowane w katalogach producentów, natomiast w handlu dostępne są przeważnie te o napięciu nieprzekraczającym 450 V.

Istnieje kilka sposobów na obniżenie napięcia zasilającego bez pogarszania walorów dźwiękowych lampy, tj. przy utrzymaniu mocy pracy na poziomie co najmniej 4,5 W.

Większość lamp końcowych wymaga do pełnego wysterowania napięcia międzyszczytowego Vpp o wartości około 120 V. Na przykład lampa 300B lub tak zwany „diabełek” 6S33S, chociaż w wypadku tej lampy zazwyczaj jest wykorzystywane napięcie sterujące z zakresu 70…72 V (Vpp=140…144 V) przy transformatorze głośnikowym 600 V, ale nic nie stoi na przeszkodzie, aby bez zmniejszania mocy zaprojektować stopień końcowy dla napięcia siatkowego Us=–60 V, zwiększając prąd Ia i odpowiednio zmniejszając napięcie Ua. Możliwości te zostały opisane w grudniowym wydaniu „Elektroniki Praktycznej” w artykule „Stopień mocy wzmacniacza lampowego SE 6C33C”.

Zmniejszając napięcie Ua o około 7…8 V, czyli z 200 V do wartości około 192…193 V i zwiększając prąd Ia do wartości 23,3…23,4 mA, utrzymamy ten sam poziom oddawanej mocy, to jest 4,5 W, a po dobraniu nowego rezystora anodowego Ra spadek napięcia zmniejszy się też o 7…8 V, czyli łącznie obniżymy napięcie o około 15 V.

Jeżeli zastosujemy rozwiązanie opóźniające włączenie napięcia anodowego, to uchronimy układ przed wzrostem napięcia do 484 V. Obniżymy w ten sposób napięcie pracy kondensatorów o około 24 V (484…460 V), ale jeśli przepalą się włókna żarzenia lampy lub lampa zostanie wyjęta przy pracującym wzmacniaczu, to mimo wszystko napięcie wzrośnie i może uszkodzić kondensatory. Stosując w miejscu typowego filtra CRC o spadku napięcia ok. 50 V filtr CRC o zmniejszonej rezystancji „R”, ale uzupełniony układem aktywnym na tranzystorze MOSFET, możemy zmniejszyć napięcie robocze kondensatorów o kolejne 20…25 V. Możemy też w miejsce rezystora anodowego Ra włączyć jako obciążenie aktywne (SRPP) lampę o małym napięciu roboczym Ua, a dużym dopuszczalnym napięciu pracy „katoda-żarzenie”. Tutaj sprawdzi się lampa ECC99. Układ SRPP linearyzuje charakterystykę wyjściową stopnia wzmacniającego – będzie on przedstawiony po omówieniu aplikacji lampy ECC99 w konfiguracji WK.

rys2Lampa ECC99
Punkt pracy dla charakterystyki typowej tej lampy ma następujące parametry: Ua=150 V, Ia=18 mA, Us=–4,0 V. Moc P=150 V×0,018 A=2,7 W i przy mocy maksymalnej Pmax=5,0 W współczynnik nP=0,54 ma stosunkowo niedużą wartość. Charakterystyka opisana dalej została przystosowana do współpracy w konfiguracji kaskadowej z lampą 6SN7, stąd natężenie prądu Ia=22,5 mA. Moc zwiększono do 3,6 W, a współczynnik wzrósł do wartości nP=0,72.

Na wykresie rodziny charakterystyk anodowo-siatkowych wyznaczono wykreślnie także współczynnik amplifikacji µ. W nowym punkcie pracy wyniósł 23,25, ale dokonano sprawdzenia w punkcie pracy charakterystyki typowej i wyniósł też 23,25, więc przyjęto wartość katalogową 22. Jak można zauważyć na rysunku 2b, napięcie zasilania jest znacznie niższe od tego wymaganego dla lampy 6SN7, a nawet są jeszcze pewne rezerwy, bo dla przyjętego klasycznego filtra CRC spadek napięcia wynosi 67 V, więc jest większy od założonych 50 V, a napięcie anodowe Ra też wzrosło z 150 V do 160 V. Wzmocnienie stopnia wyznaczone z wykresu wynosi VppWY/VppWE=139/8=17,4. Wyznaczone analitycznie rezystancje Ra=7,5 kOhm, Rs=220 kOhm, więc Ro= RaIIRs=7,25 kOhm,

Obciążenie aktywne (SRPP)

Aplikację tę można polecić zwolennikom „dźwięku” lampy 6SN7. Wybrano duże napięcie pracy stopnia wynoszące aż 395 V, przy spadku napięcia na aktywnym filtrze CRC wynoszącym 25 V da napięcia na wejściu zasilacza 420 V. Mała wartość rezystancji „R” 680 V może niekorzystnie wpłynąć na pasmo przenoszenia wzmacniacza w zakresie częstotliwości najniższych. Lepszym rozwiązaniem będzie zaprojektowanie zasilacza na napięcie wyższe, jak pokazano na rysunku 3b.

rys3Wcześniejsze porównania wyników otrzymywanych metodą graficzną wykazały, że są one nieco lepsze od otrzymanych metodą analityczną. Dotyczyło to szczególnie współczynnika amplifikacji „m” i wzmocnienia „ku”. Celowe więc będzie przeprowadzenie obliczeń obydwoma metodami przed ich końcową interpretacją. Do wzoru na obliczenie współczynnika wzmocnienia w miejsce pasywnej rezystancji anodowej Ra wprowadzimy oporność dynamiczną, która dla układu SRPP wyrażona będzie wzorem Rdyn=Rk2•(1+mL2)+RiL2.

Dla lampy L2 dane wynoszą Rk2=180 V, mL2=22, RiL2=2,2 kOhm. Oporność dynamiczna wyniesie Rdyn=0,18•(1+22)+2,2=6,34 kOhm, oporność obciążenia Ro=Rdyn×Rs/Rdyn+Rs=6,34×220/6,34+220=6,16 kOhm, wzmocnienie ku= -22/(1+2,2/7,25)= -16,9. Odczytane z wykresu wzmocnienie przy braku lokalnego sprzężenia zwrotnego wynosi: VppWY/VppWE= 157/12=13,1, więc rozbieżność pomiędzy metodami nie jest znacząca.

Układ zaprojektowano z częściowym lokalnym sprzężeniem zwrotnym na podzielonym rezystorze katodowym a współczynnik wzmocnienia został wyznaczony wykreślnie i wynosi 10,5.

Rezystor katodowy Rk1 składa się z aż 4 oporników. Został tak zaprojektowany, bo dokonując pomiaru spadków napięć, możemy wyliczyć, w jakim stopniu jest obciążona każda z triod. Moc dopuszczalna lampy wynosi 5,0 W dla każdej triody, natomiast przy ich połączeniu równoległym moc maksymalną obniżono z 10 W do 7,5 W z uwagi na możliwą rozbieżność parametrów. Teoretycznie może się zdarzyć, że jedna z triod będzie pracowała z mocą 5,0 W a druga z mocą 2,5 W. Informacja wynikająca z pomiaru napięcia pozwoli na przeciwdziałanie możliwym konsekwencjom, np. skróceniu żywotności lampy.

Rozdzielenie rezystorów na osobne dla każdej z triod ogranicza też przepływ prądów wyrównawczych pomiędzy triodami, choć w tym przykładzie oddziaływanie to będzie niewielkie, bo rezystancja zastępcza dwóch 200-omowych oporników wynosi 100 V, a ta odniesiona do oporności wewnętrznej lampy 3,1 kV daje zaledwie ok. 3-procentowy wpływ na ograniczenie przepływu prądów wyrównawczych. Rozdzielenie dolnych rezystorów 330 V poprawi tę sytuację.

Na rysunku 3B zostało też zaproponowane „podbicie” napięcia na włóknie żarzenia lampy mniej więcej symetryczne z pozostawieniem ok. 50 V zapasu dla każdej z polaryzacji katod duotriody.

Spadek napięcia na lampie L2 wynosi 164 V, co przy prądzie 0,0225 A daje moc wydzieloną w postaci ciepła 3,7 W. Lampę tę można zastąpić równoważnym rezystorem 7,29 kOhm (najbliższe wartości zgodne z typoszeregiem E24 to 6,8 kOhm i 7,5 kOhm). Oporność dynamiczna lampy górnej wynosi 6,16 kOhm, jeżeli więc zdecydujemy się w oparciu o tę aplikację zbudować stopień w układzie WK, to dla rezystora np. 6,8 kOhm, wykreślając „na papierze” charakterystykę, otrzymamy liniowość nieco lepszą i będziemy mogli też obniżyć napięcie zasilania o ok. 14…15 V, jednak zastosowanie lampy zmniejsza oporność wyjściową układu i „wyprowadza” z obudowy wzmacniacza moc cieplną ok. 7,5 W dla obu kanałów. Jeżeli więc zależy nam, aby w naszym wzmacniaczu znalazła się 6SN7, to możemy zapewnić jej dobre samopoczucie towarzystwem ECC99.

Stopień sterujący w układzie Mi-wtórnika

W układzie pracy Mi-wtórnika charakterystyka obciążenia przebiega bardziej płasko niż omówionych wyżej przykładach, przez co napięcie siatkowe może być niższe i będzie trzeba zwiększyć prąd anodowy, aby utrzymać moc pracy na założonym poziomie.

rys4Moc oddawana podczas pracy lampy dla charakterystyki typowej jest dość mała, o czym wspomniano wcześniej i wynosi 2,7 W. Dla omawianej aplikacji przyjęto jej zwiększenie do 3,0 W, więc zwiększy się współczynnik mocy i wyniesie nP=0,6. Przesuwając charakterystykę pracy w stronę wyższego napięcia siatkowego (w lewo), uzyskamy nieco większy współczynnik amplifikacji m. Wyznaczony graficznie wyniósł 23,7, ale dla sprawdzenia został też wyznaczony współczynnik dla charakterystyki typowej i jego wartość wyniosła 22,9. W karcie katalogowej wynosi on 22, więc bliższą prawdzie jego wartość trzymamy, mnożąc wielkość katalogową przez współczynnik wynikający z ilorazu otrzymanych wykreślnie wartości w nowym punkcie pracy przez ten dla charakterystyki typowej: ku=23,7/22,9×22=22,8.

Do wyznaczenia współczynnika wzmocnienia stopnia „ku” podany wcześniej wzór na oporność dynamiczną układu SRPP, po uwzględnieniu rezystancji anodowej „Ra”, nieco się zmieni i przyjmie postać: Rdyn=(Rk2+Ra)•(1+mL2)+RiL2. Dla omawianego układu: Rdyn=(0,13+3,3)•(1+22,8)+2,3=83,9 kOhm. Oporność obciążenia Ro = RdynIIRs=60,7 kOhm, współczynnik wzmocnienia ku=miL1/(1+RiL1/Ro)=22,8/(1+2,3/83,9)=22,2.   Czułość wejściowa przy wymaganej do pełnego wysterowania stopnia końcowego amplitudzie Vpp=120 V wyniesie:

VppWE=120 V/22,2=5,4 V, czyli 5,4/2×pierwiastek(2)=1,91 Vrms, co wystarczy do wysterowania wzmacniacza sygnałem z odtwarzacza CD bezpośrednio z poziomu stopnia sterującego.

Na koniec

Podane przykłady nie wyczerpują możliwości zastosowania innych rozwiązań czy kombinacji połączenia ze sobą lamp 6SN7 i ECC99, a przedstawione zostały jako jedne z ciekawszych. Będą one przedstawione w przewidzianych do prezentacji modelowych wzmacniaczach na lampie końcowej 6S33S, popularnym „diabełku”, z czego pierwszy przygotowywany jest do publikacji na łamach „Elektroniki dla Wszystkich” i będzie wykonany w oparciu o aplikację w konfiguracji Mi-wtórnika, a drugi bardziej audiofilski, na łamach „Elektroniki Praktycznej” ze stopniem sterującym w konfiguracji SRPP i stopniem końcowym o podwyższonej mocy przy pracy na dwóch włóknach żarzenia.

Zbigniew Dybał

 

Bibliografia:

  - „Lampy elektronowe w aplikacjach audio”, Aleksander Zawada, Wydawnictwo BTC, Warszawa 2004.
  - „Akrobatyka układów lampowych”, Jerzy Grnaderjan, „Elektronika Praktyczna” 1/2012.
  - „Redukcja zakłóceń w lampowych wzmacniaczach m.cz. (1)”, Jerzy Grnaderjan, „Elektronika Praktyczna” 5/2010.

Pozostałe artykuły

Synergy RTOS

Numer: Listopad/2017

Układy wbudowane często wykonują skomplikowane zadania. Jeżeli stopień skomplikowania jest bardzo duży, to programistom jest łatwiej podzielić wykonywane zadanie na małe wątki i uruchomić pod systemem czasu rzeczywistego RTOS. Dla procesorów Synergy firma Renesas dostarcza RTOS dystrybuowany pod nazwą ThreadX. Pokażę na prostym przykładzie, w jaki sposób wykonać w środowisku e2studio projekt wspierający programowanie pod kontrolą ...

Nowy system deweloperski IoT dla automatyki i robotyki

Numer: Listopad/2016

Coraz większą popularność zdobywa łączenie otaczających nas przedmiotów z Internetem. Ten nowy nurt polega w skrócie na rozszerzaniu funkcjonalności istniejących urządzeń lub tworzeniu rzeczy, o których nikt wcześniej nie myślał. Aby ułatwić włączanie nowych urządzeń do Internetu Rzeczy (IoT), na rynku pojawia się wiele zestawów startowych z modułami do komunikacji bezprzewodowej. W szerokiej gamie dostępnych zestawów rozwojowych ...

FT311D - nowe życie starego smartfonu z Androidem

Numer: Listopad/2016

Co można zrobić ze starym, ale jeszcze sprawnym telefonem? Jeżeli jest to smartfon z systemem Android, można go użyć w roli przenośnego sterownika z panelem dotykowym. Za pomocą dodatkowego interfejsu z układem FT311D podłączymy do gniazda USB telefonu różne układy wykonawcze. Możliwa będzie bezpośrednia komunikacja z układami, sterowanie w trybie typowego RS232, I2C lub SPI.

Laboratorium pomiarowe elektronika na bazie Raspberry Pi 3 oraz Analog Discovery 2

Numer: Październik/2017

Żadnego elektronika nie trzeba przekonywać, jak ważne dla niego jest posiadanie na wyposażeniu swojego warsztatu podstawowych narzędzi pomiarowych. Zgromadzenie różnych przyrządów i koszty z tym związane to jedna sprawa, a ilość miejsca, które muszą zająć, to kolejny ważny problem. Tylko nieliczni mają wydzielone całe pomieszczenie na uprawianie swojego hobby. Rozwiązaniem opisywanego problemu może być zastosowanie komputera ...

Przemysłowy Internet Rzeczy. Mikrokontroler CC1310 i zestaw startowy CC1310 LaunchPad

Numer: Październik/2016

W artykule omówiono mikrokontroler CC1310 produkcji Texas Instruments oraz zaprezentowano moduł startowy LaunchPad z mikrokontrolerem CC1310. W kolejnych artykułach - już w rubryce "Kursy" - pokażemy, w jaki sposób rozpocząć programowanie mikrokontrolera CC1310 oraz zaprezentujemy przykładowy projekt z wykorzystaniem platformy startowej CC1310 LaunchPad.

Mobilna
Elektronika
Praktyczna

Elektronika Praktyczna

Styczeń 2018

PrenumerataePrenumerataKup w kiosku wysyłkowym

Elektronika Praktyczna Plus

lipiec - grudzień 2012

Kup w kiosku wysyłkowym